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联接/参照元器件
联接/参照元器件
ADL5380
400 MHz至6，000 MHz正交和调制解调器
ADA4940-2
超功耗低、低失帧ADC控制器
AD7903
双通道内存、差分信号、16位、1 MSPS PulSAR 12.0 MW ADC
ADR435
超低噪音XFET 5.0 V标准电压源，具备吸电流量和源电流量工作能力
评定和设计方案适用
电源电路评定板
ADL5380评定板（ADL5380-EVALZ）
ADA4940-2评定板（ADA4940-2ACP-EBZ）
AD7903评定板（EVAL-AD7903SDZ）
系统软件演试服务平台（EVAL-SDP-CB1Z）
电源电路作用与优点
图1中的电源电路可精准地将400 MHz至6 GHz RF键入数据信号变换为对应的数据力度和数据相位差。 该数据信号链可完成0°到360°相位差精确测量，900 MHz时精密度为1°。 该电源电路选用一个性能卓越正交和调制解调器、一个双通道内存差分信号放大仪及其一个双通道内存、差分信号、16位、1 MSPS逐次逼近型数模转换器（SAR ADC）。
图1. 用以力度和相位差精确测量的简单化信号接收器分系统（未表明全部联接和去耦）
电源电路叙述
正交和调制解调器
正交和调制解调器给予一个同相（I）数据信号和一个恰好正相反90°的正交和（Q）数据信号。 I和Q数据信号为矢量素材，因而，可以用三角恒等式测算接受信息的力度和相位，如下图2所显示。 本振（LO）键入为初始发送数据信号，RF键入为传输数据信号。调制解调器转化成一个和差项。 RF和LO数据信号的工作频率完全一致，ωLO = ωRF，因而，結果会过虑掉高频率和项，差项则停留于直流电。接受信息的相位差（φRF）与推送数据信号的相位差（φLO）各有不同，该相位可表明为φLO – φRF。
真正I/Q调制解调器具备很多缺点，包含正交和相位差偏差、收获不平衡、LO-RF泄露等，全部这种都是造成解调数据信号性能降低。要挑选调制解调器，最先明确RF键入工作频率范畴、力度精密度和相位差精密度规定。
ADL5380调制解调器选用5 V单开关电源配电，可接纳400 MHz至6 GHz范畴内的RF或IF键入工作频率，进而变成信号接收器数据信号链的佳挑选。依据配备，可给予5.36 dB工作电压变换收获，ADL5380的差分信号I和Q导出可以把2.5 V p-p音频信号推动至500 Ω负荷。 在900 MHz时，其噪声系数（NF）为10.9 dB，一阶交调截点（IP1）为11.6 dBm，而三阶交调截点（IP3）为29.7 dBm，采样率优异；而0.07 dB的艺术均衡和0.2°的相位差均衡则可完成优秀的解调精密度。ADL5380选用高級SiGe双正负极加工工艺生产制造，给予4 mm × 4 mm、24管脚中小型LFCSP封装。
ADC控制器和高像素高精密ADC
ADA4940-2全差分信号双通道内存放大仪具备优异的动态性特性和可调式导出共模电压，是推动高像素双通道内存SAR ADC的满意之选。ADA4940-2选用5 V单开关电源配电，以2.5 V共模电压给予±5 V差分信号导出。 依据配备可给予2倍收获（6 dB），并把ADC键入推动至满度。RC过滤器（22 Ω/2.7 nF）可限定噪音，降低来源于ADC键入端负载模数转换器（DAC）的反冲力。ADA4940-2选用专利权的SiGe相辅相成双正负极加工工艺生产制造，给予4 mm × 4 mm、24管脚中小型LFCSP封装。
AD7903双通道内存、16位、1 MSPS SAR ADC具备优异的精密度，FS收获偏差为±0.006%，失衡偏差为±0.015 mV。AD7903选用2.5 V单开关电源配电，1 MSPS时功能损耗仅为12 mW。应用高像素ADC的首要目的是完成±1°的相位差精密度，尤其是当键入信息的直流电力度较钟头。 ADC所规定的5 V标准电压源由ADR435低噪音标准电压源造成。
图2. 运用正交和调制解调器精确测量力度和相位差
图注：
Let ωRF=ωLO difference term at dc：令ωRF=ωLO差项（直流电）
Sum term gets filtered：和项被过虑掉
普遍转变
应用ADL5387 30 MHz至2 GHz正交和调制解调器可将电源电路的工作频率范畴拓展至较低工作频率。
依据实际的运用，很有可能必须在调制解调器和ADC中间应用放大仪，也很有可能不用。ADL5380可以与AD7903立即插口，由于这两个元器件的共模电压是兼容的。 假如应用共模电压没有调制解调器范畴内的另一个ADC，那麼就必须用一个放大仪，以最低的输出功率损害完成脉冲信号变换。
AD798x和AD769x系列ADC可作为AD7903的代换元器件。
电源电路评定与检测
如下图3所显示，信号接收器分系统运用ADL5380-EVALZ、ADA4940-2ACP-EBZ、EVAL-AD7903SDZ和EVAL-SDP-CB1Z评定�？�完成。 这种电源电路部件对于分系统中的互联提升。 2个高频率锁相环路键入源给予RF和LO键入数据信号。
表1汇总了信号接收器分系统中每个部件的键入和输出电压脉冲信号。 在调制解调器的RF键入端，11.6 dBm的数据信号造成的键入在ADC满度范畴的-1 dB以内。 表1假设ADL5380的载荷为500 Ω，变换收获为5.3573 dB，开关电源收获为- 4.643 dB；假设ADA4940-2收获为6 dB。 该信号接收器分系统的校正程序流程和特性結果将在后面章节目录探讨。
表1. 图1中的键入和输出电压脉冲信号
信号接收器子系统偏差校正
信号接收器分系统有三个关键偏差源： 失衡、收获和相位差。
I和Q安全通道的每个差分信号直流电力度与RF和LO数据信号的相对性相位差存有正弦函数关联。 因而，I和Q安全通道的理想化直流电力度可以利用下列方法测算获得：
工作电压ICHANNEL = 较大I/Q导出 × cos（θ） （3）
工作电压QCHANNEL= 较大I/Q导出 × sin（θ） （4）
伴随着相偏移过电极极化座标，理想化情况下，有一些部位会造成同样的工作电压。 比如，I（余弦）安全通道上的工作电压应与 90°或-90°相位同样。 殊不知，针对本应造成同样直流电力度的键入相位差，匀速运动相位偏差（不会受到RF和LO的相对性相位差危害）会造成分系统安全通道造成不一样結果。 这样的事情如下图4和图5所显示，在其中，当键入应是0 V时，結果造成了2个不一样的导出码。这样的事情下，-37°的相位远远地超过带有锁相环路的真正系统软件的预估值。 結果， 90°事实上主要表现为 53°，-90°主要表现为-127°。
图3. 信号接收器分系统评定服务平台
表2. 0 dBm RF键入评测相位
根据10个流程从-180°到 180°搜集結果，在其中，未校准数据信息造成图4和图5所显示椭圆型。根据明确系统中的附加相位量，可以处理该偏差问题。 表2表明，系统软件相位偏差在全部开环传递函数范畴内全是匀速运动不会改变的。
系统软件相位差偏差校正
针对图3所显示系统软件，当步幅为10°时，均值评测相位偏差为-37.32°。在已经知道该附加相位时，可以计算经调节的分系统直流电压。 自变量φPHASE_SHIFT界定为观察到的附加系统软件相位的均值。 相位差赔偿数据信号链中形成的直流电压可以测算如下所示：
工作电压ICHANNEL = 较大I/Q导出 × （cos（θTARGET）cos（φPHASE_SHIFT） – sin（θTARGET）sin（φPHASE_SHIFT）） （5）
工作电压QCHANNEL = 较大I/Q导出 × （sin（θTARGET）cos（φPHASE_SHIFT） cos（θTARGET）sin（φPHASE_SHIFT）） （6）
针对给出的相位差设定，式子5和式子6打造了总体目标键入工作电压。 如今，分系统已归一化处理，可以校准失衡偏差和收获偏差了。图4和图5中同时表明了归一化处理的I和Q安全通道結果。对数据开展回归分析测算，結果将造成图内所显示最佳线性拟合线。 该线性拟合线为每个变换数据信号链的评测分系统开环传递函数。
图4. 归一化处理的I安全通道結果
图5. 归一化处理的Q安全通道結果
系统软件失衡和收获偏差校正
信号接收器分系统中各数据信号链的理想化失衡应是0 LSB，可是，针对I安全通道和Q安全通道，评测失衡各自为-12.546 LSB和 22.599 LSB。 最佳线性拟合线的直线斜率意味着分系统的直线斜率。 理想化分系统直线斜率可确定如下所示：
（7）
图4和图5中的结果显示，I安全通道和Q安全通道的评测直线斜率各自为6315.5和6273.1。 为了更好地校准系统软件收获偏差，务必调节这种直线斜率。 校准收获偏差和失衡偏差可以保证，运用式子1测算获得的电磁波力度与理想化数据信号力度相符合。 失衡校准与评测失衡偏差恰好反过来：
失衡偏差校准 = –评测失衡偏差
收获偏差校准指数为： （8）
收获偏差校准 = 理想化直线斜率 / 评测直线斜率 （9）
接受变换結果可根据下列方法校准：
校准过的导出编码 = （ 接受导出编码 × 理想化直线斜率 ）/ 评测直线斜率 失衡偏差校准 （10）
分系统的校正直流电键入工作电压按下列方法测算：
评测数据信号键入工作电压 = （2 × VREF × 校准过的导出编码）/（2N – 1） （11）
要统计各分系统数据信号链的认知仿真模拟键入工作电压，则须在I安全通道和Q安全通道上应用式子11。 运用这种彻底调节过的I安全通道和Q安全通道工作电压来测算以各直流电数据信号力度界定的RF数据信号力度。 要评定全部校正程序流程的精密度，可以把采集到的結果转化成协商器导出端造成的理想化分系统工作电压（假定未找到相位偏差）；这可以利用下列方法完成：用前边测算获得的均值直流电力度乘于每一次实验的评测相位差正弦函数成绩（祛除在其中测算获得的相位偏差）。 测算如下所示：
彻底校准I安全通道工作电压 = 均值校正后力度 × （cos（θMEASURED）cos（φPHASE_SHIFT） sin（θMEASURED）sin（φPHASE_SHIFT）） （12）
彻底校准Q安全通道工作电压 = 均值校正后力度 × （sin（θMEASURED）cos（φPHASE_SHIFT） – cos（θMEASURED）sin（φPHASE_SHIFT）） （13）
在其中：
φPHASE_SHIFT是前边测算获得的相位差偏差。
均值校正后力度是来源于式子1的直流电力度結果，早已过失衡偏差和收获偏差赔偿。
表3所显示为在0 dBm RF键入力度标准下，各总体目标相位差键入的校正程序流程的結果。 式子12和式子13测算获得的校正因子将集成化到致力于以本电源电路手记所显示方法检验相位差和范围的一切系统软件当中。
表3. 0 dBm RF键入力度标准下一些总体目标相位差键入端完成的結果
图6为评测肯定相位差偏差条形图，在其中，针对从-180°到 180°的每10°步幅，其精密度均高过1°。
图6. 0 dBm键入脉冲信号（相位差步幅为10°）标准下的评测肯定相位差偏差条形图
为了更好地在任意给出键入脉冲信号标准下精准测量相位差，RF相对性于LO的认知相位偏差（φPHASE_SHIFT）应匀速运动不会改变。 假如评测相位偏差逐渐以总体目标相位差步幅（θTARGET）或力度函数公式的方式产生变化，则这儿所提校正程序流程的精密度将逐渐降低。 室内温度下的评定数据显示，900 MHz标准下，针对最高值为11.6 dBm、极小值约为-20 dBm的RF力度来讲，相位偏差维持相对性匀速运动。
图7所显示为信号接收器分系统的采样率及其相对应力度造成的附加相位差偏差。 当键入力度降至-20 dBm下列时，相位差偏差校正精密度将逐渐下降。系统软件客户必须明确可接纳的数据信号链偏差水准，以确�？山幽傻淖钌偈菪藕帕Χ�。
图7. 信号接收器分系统的采样率及其相对应的附加相位差偏差
图7所显示結果用5 V ADC标准电压源搜集。 该ADC标准电压源的力度可以减少，进而为设备给予更小的量化分析水准；那样，在小数据信号标准下，相位差偏差精密度会稍有提高，但会提升系统软件饱和状态概率。 为了更好地增强系统软件采样率，另一种方法是选用一种过采样计划方案，该计划方案可以提升ADC的无噪音位屏幕分辨率。 求平均值的取样每增加一倍，結果可使系统软件屏幕分辨率提升1/2 LSB。 给出屏幕分辨率增加量的过采样比计算方式如下所示：
过采样频率 = 22N
在其中，N为提升的十位数。
当噪音力度不会再能任意更改各取样的ADC导出编码时，过采样做到一个经济效益下降点。 在该点时，系统软件的合理屏幕分辨率将无法再度提高。 过采样造成的网络带宽降低并不是问题，由于系统软件是以迟缓转变的力度精确测量数据信号的。
AD7903评定APP给予一个校正程序流程，容许客户对于三个偏差源，对ADC导出結果开展校准：相位差、收获和失衡。 客户必须搜集系统软件没经校准的結果，明确本电源电路手记测算的校正指数。 图8所显示为图型操作界面的Amp/Phase Panel菜单栏，在其中，校正指数已突出显示。 指数一旦明确，则可运用这一菜单栏来测算调制解调器的相位差和力度。 电极极化座标为观察到的RF键入数据信号带来了一种形象化的展现方法。 力度和相位差测算根据式子1和式子2测算。用取样数（Num Samples）下拉列表，根据调节每一次捕获的取样数，可完成对过采样比的操纵。
图8. 信号接收器分系统校正图形界面设计
机器设备规定
下列列举了用于评定电源电路的机器设备。
● 带USB端口号的Windows XP、Windows Vista（32位）、Windows 7（32位）PC
● ADL5380-EVALZ、ADA4940-2ACP-EBZ、EVAL-AD7903SDZ和EVAL-SDP-CB1Z评定板。
● 2个带相位差操纵的RF频率计（例如R&S SMT06）
● 一个数字万用表
● 选用5 V和9 V开关电源配电
● AD7903评定APP，用于以数据方法解决获得的力度和相位差信息内容。
图9所显示为检测设定的作用框架图。
图9. 检测设定作用框架图
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